快恢复二极管主要用作续流二极管，与快速开关三极管并联后面带感性负载，如Buck，Boost变换器的电感、变压器和电机，这些电路大部分是用恒脉脉宽调制控制，感性负载决定了流过续流二极管的电流是连续的，三极管开通时，续流支路要截止以防短路，下面例子给出了三极管与续流二极管的相互作用。

  图1是简化的Buck电路。其输出电压V_out低于输入电压Vin。图2是T₁的控制信号和T₁，D₁的电压、电流波形。有源器件T₁，D₁的开通关断相位如下：

  T₀时刻T₁有开通信号。输入电压V_in加在L，C_out的串联支路，使i_L线性增加。电感L和V_out决定电流，过一段时间后控制器使T₁关断，在断续工作时，电感L储能(W=0.5Li_L2)通过续流支路传送到C_out。

  在t₂时刻T₁再次开通，整个过程重复。

  二极管的开关过程可分为四部分:

  A.T₁导通时二极管阻断;

  B.阻断到导通时间；开通；

  C.T₁关断，二极管导通；

  D.导通到关断瞬间；关断。

图1 Buck变换器电路图	图2 T1的控制信号和T1，D1的电压、电流波形

 

  A. 阻断

  MOFET导通时，二极管两端的反压是V_in。与所有的半导体一样，二极管的阳极到阴极有一个小电流(耐电流I_R)，漏电流由阻断电压，二极管芯片工作温度和二极管制作技术决定。反向电压导致的总功率损耗是：

 

  B. 开通

  三极管T₁关断瞬间，电感电流i_L保持不变。二极管两端电压逐渐减小，电流逐渐上升。D₁的电流上升时间等于T₁的电流下降时间。关断时在pn结存储的大量电荷被载流子带走，使得电流上升时pn结的电阻减小，二极管开通时有电压尖峰，由芯片温度、-di_F/dt和芯片工艺决定。

  正向电压尖峰与反向电压相比很小(<50V)，应用时不影响二极管的工作(图7中的D₁波形)。但是二极管的开通电压尖峰增加了三极管的电压应力和关断损耗。

  电压尖峰V_FR决定了二极管的开通捌耗。这些损耗随开关频率线性增加。

 

  C. 通态

  一且开通过程结束。二极管导通正向电流l_F，pn结的门限电压和半导体的电阻决定正向压降V_F。这个电压由芯片温度、正向电流I_F和制造工艺决定。

  利用数据手册中的V_TO和r_T可以计算正向压降和通态损耗。

  图3所示正向压降的简化模型是：

相应的通态损耗是：

 

  计算出来的损耗只是近似值，因为V_TO和r_T随温度变化，而给出的只是在一定温度下(T_VJM的参考值。

 

 

  D. 关断

  与通态特性不同，高频应用时二极管的选择是否合适主要取决于关断特性的参数，三极管开通时，电流I_F的变化率等于三极管电流上升率di/dt。如果使用MOSFET或IGBT，其-d_iF/dt很容易超过1000A/μs。前面提到，二极管恢复阻断能力前必须去除通态时存储在pn结的载流子。这就会产生反向恢复电流，其波形取决于芯片温度、正向电流I_F，-d_iF/dt和制造工艺。

  图4是正向特性相同的金掺杂和铂掺杂外延型二极管不同温度下的反向恢复电流。

图4 在TVJ=25℃和125℃时两FRED二极管的反向恢复电流和电压

 

  相同温度下不同制造工艺的二极管的反向恢复特性明显不同。

  铂掺杂二极管反向恢复电流的减小速度很快(图5(b))，可控少数载流子的金掺杂二极管的恢复特性较软(图5(a))。

  恢复电流减小得很快，线路中分布电感导致的电压尖峰越高。如果最大电压超过三极管的耐压值，就必须使用吸收电路以保障设备的安全工作。而且过高的du/dt会导致EMI/RFI问题，在RFI受限的地方要使用复杂的屏蔽。

图5 在TJ=125℃时不同-diF/dt的反向恢复电流

 

  二极管的反向恢复电流不仅会增加二极管的关断损耗。还会增加三极管的开通损耗，因为它也是二极管的反向电流。图6(a)和(b)表明三极管开通电流是电感电流加上二极管的反向恢复电流，而且开通时间受trr影响会增大。

  图6(a)和(b)重点说明软恢复特性时低恢复电流的好处。首先，软恢复特性的金掺杂二极管的电压尖峰较小和反向恢复电流较小。因此二极管有低关断损耗。其次，低反向恢复电流可减小三极管的开通损耗。因此，二极管的选择直接决定了两个器件的功率损耗。

图6 表示反向恢复电流影响的三极管的电流和电压波形