为了提高通讯系统的频谱利用率，为用户提供快速的数据传输和多媒体数据业务，现在的通讯系统采用宽带的数字调制技术如BPSK、QPSK、QAM等，其峰均比都比较高，这就需要发射机通道要使用高线性放大器，通常为满足线性指标使用AB类功放，但其效率极低不满足节能要求。随着线性化技术的发展：前馈技术、模拟预失真和数字预失真，随着技术的发展和精力的投入数字预失真技术也逐渐成熟并广泛应用，这样就有待于高效率功放的出现。提高效率的方法有小回退 AB类功放、Doherty技术、Cheric技术、EER技术等其中Doherty实现最为简单，便于生产。

但随着通信技术的发展，功率回退值越来越来，传统的Doherty功率放大器已逐渐无法满足未来更高速无线通信系统高峰均比的要求。为了改进 Doherty结构满足现今需求，本文中就设计了一种能够自适应调节输入功率分配的Doherty结构，并对非对称输出对Doherty的影响做了详细分析。

1 非对称Doherty结构

1.1 非对称Doherty的分类

相对于经典Doherty电路的对称功放管的结构非对称Doherty的意义包括：非对称功率输入，非对称晶体管，非对称漏极供电等。非对称饱和点，又称非对称功率输出，即主功放和辅助功放饱和输出功率不等。由于经典Doherty功率放大器主功放达到功率饱和时，辅助功放仍未能达到功率饱和，即辅助功放输出功率相对主功放输出功率低，所以通常采用辅助功放饱和输出功率大于主功放饱和输出功率的方法。非对称饱和点一般与非对称功率输入同时使用，保证电路得到较高的效率。另外，非对称饱和点Doherty功率放大器还能够适应于不同峰均功率比的信号。根据信号峰均功率比的大小，通过选择合适的输入功率和饱和功率比值α，可以使得功率放大器在回退信号峰均功率比值时正好达到主功放电压饱和点，即第一次效率最高点，从而获得较高的效率主功放达到功率饱和时，辅助功放漏极电流小于主功放的漏极电流，导致辅助功放最终输出功率偏小。所以在实际实现非对称Doherty功放时，功率比值的取值比理论计算值偏小。

1.2 非对称功率输入对Doherty的影响

本节采用飞思卡尔公司的LDMOS晶体管MRF6S27015N进行仿真并对不同功率分配比PAE，IMD3的影响来进行仿真研究，设计过程简要介绍如下：1）根据芯片Datasheet和对于芯片模型仿真结果的综合分析得到该功放管工作在AB类时，栅极电压（VGS）2.63 V，静态电流311 mA;2）工作在C类时，栅极电压为1.55V，无静态电流。同时漏极电压都为28V;3）Loadpull和Sourcepull测出功放管的输出和输入阻抗;4）使用simth原图进行输入输出网络匹配，匹配完成后用实际微带线替换并进行多次仿真确定微带的实际的具体长宽;5）加入直流偏置电路后单管仿真;6）调试两路Doherty电路并改变输入功率分配比得到如下结果：

1）低功率状态：

当输入低功率时，峰值功率放大器（辅助功放）截止只有载波功率放大器工作，此时设置载波功率放大器和峰值功率放大器的输入功率分配比例为 1：1，2：1，3：1，4：1和5：1，对其进行效率和三阶交调分别仿真，得到功率附加效率（PAE）和三阶交调（IMD3）特性随输出功率和功率分配比的变化曲线。从图一可以看出当功率分配比为1：1时功率分配对Doherty结构整体的PAE影响很小，且普遍大于功率分配比是1：1时。功率附加效率随着输出功率增大而增大，当达到峰值后，功率分配效率不再增加而甚至呈下降趋势。这是由于载波放大器工作在AB类，其理论最大效率为78.5%，但实际中不可能达到。所以在本例中，载波放大器达到峰值附加效率52.5%（功率分配比5：1）后就不在增加。此外从曲线中还可以看出功率分配比大于1：1是放大器达到最大PAE是的输出功率基本相同。在PAE曲线末端，不同的功率分配比在具有相同的功率输出时对应的功率附加效率不同，比例越大从峰值点出曲线下降的就越快，而在1：1时PAE曲线一直保持上升的态势，一直到最大输出。功率分配比为2：1时，在达到相同较大输出的时候放大器仍然保持了较高的功率附加效率。

输入分配比不仅会影响放大器的功率附加效率，还会对交调特性产生影响。在不同功率分配比下三阶交调随输入功率的变化如图2所示。在输入功率很低时，大于 1：1的功率分配比情况下的三阶交调特性要好于1：1的情况，但随着输入功率的增大，三阶交调特性也在变坏。功率分配比大于1：1时，三阶交调上升的速度比1：1时要快，最后的三阶交调特性会比功率分配比是1：1时要恶化7 dB左右。这种情况是因为功率分配比越高，分给载波放大器的功率越大，同时，载波放大器的输出功率也就越高。输入功率的加大会使放大器的非线性效应增强，直观表现就是三阶交调特性的快速恶化。但在功率分配比为2：1时，三阶交调特性一直保持着一个相对较低的水平，从这个方面看，对于实际的Doher ty结构放大器来说，存在一个最佳的功率分配比例，使得在峰值放大器未开启前有最佳的交调特性。由PAE特性随输入功率的变化图中可以得到，当功率分配比为2：1时，放大器的功率附加效率会有最佳表现，在达到峰值功率附加效率后，仍然能够保持该峰值效率后输出更大功率。从上面的分析可以看出，对于使用 Doherty结构的放大器，在峰值放大器未开启前，适当调整载波放大器和峰值放大器的输入功率分配比，可以得到较好的功率附加效率和三阶交调特性。

2）中功率状态：

中功率状态是载波放大器与峰值放大器都处于工作状态，载波放大器电压输出达到饱和状态，峰值放大器开启。但是此时峰值放大器还没达到饱和状态所以分给峰值放大器更多功率可以提高PAE。将Doherty中载波放大器和峰值放大器的输入功率分配设置为1：1，1：2，2：3，3：4，经过仿真后得到不同输入功率分配下的功率附加效率（PAE）对输出功率变化的曲线如图3所示。

从图3可以看出，在为完全饱和状态是，给峰值功放分配的功率并没有明显提高整体的PAE，方等值放大器峰值放大器风道的功率较高时由于输出电流较小不能对载波放大器进行足够的负载调制，使得载波放大器没有输出更大的电流不能提高功率附加效率，甚至会由于分给载波放大器的功率很少时效率反而会下降这也说明了负载牵引在Doherty结构中的关键作用。当峰值功率放大器岁输入功率增加而输出更多电流后，对载波放大器的负载调制更深，使载波放大器在电压饱和的情况下能够输出更多的电流给负载，因此提高了整体结构的功率附加效率。由图中可以看出当输入功率分配比（1：2，2：3，3：4）高于1：1时，在饱和输出时的功率附加效率会更高大于等公分的情况。而且，向峰值放大器分配的的输入功率越高饱和状态下的功率附加效率也就越高。

当载波放大器和峰值放大器同时工作时，输入功率分配比对三阶交调（IMD3）的影响可以从图四得出。图四的K值代指载波放大器和峰值放大器的输入功率分配比例，分别为1：1、2：1、3：1、4：1、5：1。比值越高，代表分给载波放大器的功率越多，三阶交调特性就越好。这种现象是因为载波放大器工作在线性度较好但效率不高的AB类，而峰值放大器工作在线性度不好但效率较高的C类，分给工作在C类的峰值放大器越多的输入功率，三阶交调特性就越差。但是如若给载波放大器分配了过多了输入功率，势必会导致峰值放大器由于得不到足够的输入功率而不能输出较大的电流来调制载波放大器，使得对载波放大器的调制不完全使载波放大器达不到电流饱和，降低了整体的功率附加效率。若分给峰值放大器过多的功率，那么由于C类放大器的线性度太差，严重恶化整体结构的线性度。从图四也能看出，在载波放大器和峰值放大器功率分配比为1：1的情况下要比功率分配比为5：1的情况恶化接近5 dB。另外由于在中功率状态分析时已经能看出当达到饱和时的大功率状态下的情况故此不再分析。

2 非对称Doherty设计

2.1 非对称输入Doherty

由上节分析可知非对称功率输入的Doherty相对于主/辅功放功率分配比1：1的情况对效率以及其他属性上有较为明显的优势，但是在不同的输入功率情况下对整功放系统的影响有好有坏有高有低，在输出40 dBm时，漏极效率超过3%，再往后的随着主/辅功率分配比的增加，漏极效率几乎不变，由于主功放的工作状态决定了主功放的最高效率，因此在小功率状态下，整体效率并不会随着分配比的增大而一直提高，结合经典Doherty功率放大器的原理分析可知，在小信号状态下只有主功放工作，只有当输入功率达到一定值后，辅助功放才开始工作而此时主功放处于电压饱和状态，同时辅助功放不能输出其最大功率，此时主、辅助功放的负载阻抗不能达到完全调制。因此，在小功率状态下，经典Doherty功率放大器中按1：1比例分配给辅助功放的输入功率并没有被放大，辅助功放并不会给负载阻抗提供输出功率。同时，当主功放进入电压饱和状态后，应当减少对主功放的输入功率，而增大辅助功放的输入功率，这样将提高Doherty功率放大器的效率。这样就存在一个问题，要想在小功率状态下进入主功放的功率多，在大功率状态下进入辅助功放的功率多，Doherty功率放大器输入端的功分器必须能动态控制主、辅助功放的输入功分比。而对于经典功分器来说，功分比一旦确定之后就不能再变化，这样就不能动态控制主、辅助功放的输入功率分配比。

2010年Jungioom Kim提出并设计了一款Doherty功率放大器，其可以实现对输入功率分配比的动态控制，在7.5 dB处的漏极效率可以达到51.27%，其电路结构图如图五所示，在这个结构中起到动态分配功率的是长度为L的50欧姆offset line，在1 dB压缩点处50欧姆的offset line对两路功放的输入阻抗没有影响，因此可以保证功率分配比为1：1，在小功率状态下，辅助功放处于截止状态，输入阻抗是一个相当大的值，而辅助功放的输入阻抗值跟1 dB压缩点一直，通过调节offset line的长度来实现想要的功率分配比。

2.2 非对称可变功率输入的Doherty放大器设计

根据设计要求设计的具体参数如下工作在2.5—2.7 GHz频段，增益15 dB左右，增益平坦度小于1.5 dB，输出信号回退：约6 dB，平均出书功率：40 dBm，漏极效率大于45%，三阶交调系数（IMD3）小于-2.8 V。

首先根据设计指标要求确定功放管选择Freescale公司生产的LDMOS晶体管MRD6S27015N。其单管峰值输出达到43 dBm，工作电压28 V。并且其具有成本低、工艺成熟、增益高、高输出功率等优点，其缺点是频率低、线性度差。使用ADS2009软件进行设计，器件模型从官网下载。介质基片的选择也直接决定了微带线物理特征，越厚的板材在实现相同的阻抗条件下，线宽越大从而导致电路体积越大，过薄的板材形变比较严重。最终选择罗杰斯 4350B作为介质基片，其主要参数相对介电常数为3.66，基片厚度为30 mil，金属层厚度为35μm。

具体设计过程如同经典Doherty电路设计的一般方法：1）单管静态工作点确定和稳定性测试;2）Loadpull和Sourcepull测出单管输入输出阻抗;3）偏执电路设计以及输入输出匹配网络电路设计;4）单管调制与仿真;5）Doherty结构搭建与调试;6）整机仿真测试;7）版图设计与仿真优化。具体过程不一一详述。

3 Offset line长度确定

可变功率分配的Doherty功率放大器在输入功率分配电路上与经典结构不同，这种功率分配起决定作用的是一段长为L的50欧姆微带线，同过改变他的长度可以达到动态控制输入功率分配比的作用如图六所示为使用MRF6S27015N晶体管仿真时L长度对功率分配比的影响示意图，由图可知输入功率分配比随着 offset line长度变化而变化，在饱和输出功率点出的功率分配比接近1：1，通过对offset line长度的优化，综合考虑功率放大器输出功率，效率与线性度，最终确定offset line产度为16.8 mm。

确定完offset line长度后进行搭建Doherty功率放大器的原理图，经反复优化仿真后完成设计，经测试分析后设计完成的Doherty功率放大器实物如图七所示，在测试过程中主，辅功放漏极点呀均为28 V，主功放栅极电压为2.85 V，此时漏极电流为160 mA，处于AB类偏置，辅助功放栅极电压设定为晶体管开启电压2.0 V。

经测试功率放大器的小信号增益约为14 dB，测试结果与仿真相差不大，与仿真相比较小信号增益比仿真数据小了约1个dB，饱和点输出功率与仿真基本符合约为46 dBm左右，在功率回退点附近的漏极效率比仿真时略有下降，效率达到44%。测试结果表明，在6 dB功率回退点上整个频段范围内漏极效率约为43%。符合指标要求，至此设计完成。

4 结论

通过对非对称输入Doherty的研究发现其对功率放大器的的效率和增益的影响根据前人研究设计了一款便于根据要求对输入功率比进行更改的Doherty功率放大器，经实测其可有效的优化功放性能。