1.1、反激式（Fly back) 开关电源工作原理

返驰式（Fly back)转换器又称单端反激式，或称〝Buck-Boost〞转换器。因其输出端是在原边MOS管关断时获取能量，故而得名。

工作原理：

工作过程分为两个阶段：原边MOS管ON期间和OFF期间。MOS管开通期间：Vin电压

加在变压器初级绕组上，此时变压器储能；次级整流二极管因承受反向电压而截止，电容C放电提供能量给负载。

MOS管关断期间：变压器初级绕组电压改变，初级绕组储存的能量释放到次级绕组，次级整流二极管导通，给电容C充电的同时提供能量给负载。    

1.2、反激式（Fly back)开关电源工作电流模式

如果按照反激式变压器在开关周期内的能量存储状态区分，则其基本工作模式可分为三种：电流连续模式（CCM）、电流断续模式（DCM）及电流临界模式（BCM）,这三种模式中BCM模式其实为CCM模式与DCM模式特殊形态。

BCM模式：若在每个开关周期开始或结束时，反激变压器原边励磁电感所储存的能量刚好释放到0（对应的其内部的最小磁通也刚好为0），那么此时电源工作在BCM模式下。

CCM模式：若在每个开关周期开始或结束时，反激变压器原边励磁电感中最小磁通不为0，那么电源工作在CCM模式下,此时反激变压器励磁电感还有残余能量储存；从电流波形上来看，励磁电感中持续有电流流过，即反激变压器励磁电感中磁通持续存在，采用CCM模式可以有效降低开关管的电流应力，但需要较大的电感量。

DCM模式：若在每个开关周期开始或结束时，反激变压器原边励磁电感中最小磁通已经为0，那么电源工作在DCM模式下,此时反激变压器励磁电感储存的能量完全释放掉；从电流波形上来看，励磁电感中有一定时间内无电流流过，即反激变压器励磁电感中磁通在一定时间内消失，只有反激变压器原边漏感中存在磁通，励磁电感失去箝位作用，励磁电感感量与开关管D-S极间电容会产生LC振荡，振荡频率由励磁电感感量与开关MOS管D-S极电容共同决定。    

断续模式（DCM）原边电流/电压波形

1.3、反激式（Fly back) 开关电源EMI干扰源分析

反激MOS管D极电压波形与D-S极电流波形

1.3.1、变压器漏感产生的电压尖峰与振荡

反激式架构开关电源EMI效果相对较差，尤其（断续模式）情形，反激MOS管在开通、关断时具有很宽的频谱份量，开关频率及谐波本身就是较强的干扰源。

在没有RCD吸收电路的情况下，反激MOS管关断，副边整流二极管导通时，原边的励磁电感被箝位，原边漏感LEP的能量通过MOS管寄生电容CDS进行放电，主放电回路为LEP -CDS -RS-大电解-LEP，此时产生振荡的频率为：    

其初始的振荡峰值决定于振荡电路的Q值，Q值越大，峰值就越大，Q值小，则峰值小。为了减小峰值，可减小变压器的漏感LEP，加大CDS 和电路的阻抗R，而加入Snubber电路是极有效之方法。

1.3.2、励磁电感产生的振荡

反激式MOS管关断，副边二极管由通转向关断，原边励磁电感被释放，CDS和原边电感的杂散电容为并联状态，再和原边电感LP(励磁电感+漏感之和）发生振荡，放电回路同样为LEP -CDS -RS-大电解-LEP，振荡频率为：

1.3.3、次级整流二极管开关噪声

整流二极管导通、关断时，具有很宽的频谱含量，开关频率及其谐波本身就是较强的干扰源。原边反激MOS管导通，次级整流二极管关断时，副边励磁电感被钳制，副边漏感LES和二极管杂散电容CJ发生振荡，其振荡频率为：

反激式MOS管关断，副边二极管由通转向关断，原边励磁电感被释放，CDS和原边电感的杂散电容为并联状态，再和原边电感LP(励磁电感+漏感之和）产生的振荡噪声，通过变压器耦合到次级，形成共模电流环路。    

1.3.4、电流环路噪声

原边MOS管开关回路：

开关回路主要由原边MOS管与变压器励磁电感组成，开关管与其散热片、金属外壳和电源内部布线间分布电容，产生的du/dt具有较大幅度的脉冲，频带较宽而且谐波丰富。开关管初级负载为变压器初级线圈，是感性负载。

当开关管关断时，变压器初级线圈产生了反电动势E=Ldi/dt，其值与MOS管漏极的电流变化率成正比，与漏感成正比。由漏感产生的电压尖峰迭加在MOS管D极关断电压上，导致传导问题和辐射问题。

变压器漏感产生的电压振铃波形

次级整流回路：

次级输出整流二极管截止时有一个反向电流，恢复到零点的时间与结电容等因素相关。它会在变压器漏感和其它分布参数的影响下产生很大的电流变化di/dt，引起较强的高频干扰，频率可达几十MHz，甚至百MHz，导致严重的辐射问题。

1.4、反激式（Fly back) 开关电源电流环路分析

1.4.1、原边MOS管开通电流环路：

原边MOS管Ton期间，电流环路路径:大电解正极→变压器线圈输入→变压器线圈输出→开关MOS管→RENSE电阻→大电解负极。在原边MOS管Ton期间变压器原边线圈完成储能，开通环路如下图蓝色虚线所示。    

1.4.2、原边RCD吸收电流环路：

原边MOS管Toff期间,由于变压器初级线圈电流瞬间不能突变，初级线圈产生反向电动势抑制其电流突变。为抑制励磁电感产生尖峰电压对开关MOS管的冲击，RCD吸收电路被广泛应用。

原边MOS管Toff期间,RCD吸收电流环路路径：变压器初级线圈的输出引脚→二极管→串联电阻→串联电容→变压器初级线圈的输入引脚。原边MOS管Ton期间，通过并联在RC两端的电阻给电容放电，RCD吸收环路如下图黄色虚线部分所示。

1.4.3、原边RC吸收电流环路：

原边MOS管Toff瞬间,D极产生很高的开关电压尖峰，当开关电压尖峰超过MOS管电压硬力时，MOS管会因过电压硬力击穿损坏，MOS管动态dv/dt也是产生EMI问题的原因之一。RC吸收环路：MOS管D极→电容→电阻→MOS管S极，RCD吸收环路如下图绿色的虚线部分所示。    

1.4.4、原副边高频耦合环路：

从理论上讲反激变压器可以隔离初次级之间的耦合，实际上由于绕组之间的寄生电容

的存在，以及原副边寄生电容的存在，初次级之间存在容性耦合。由于变压器漏感的存在，初次级线圈之间也存在互感，即感性耦合，初次级之间的高频耦合如红色虚线部分所示。

1.4.5、次级电流环路分析：    

根据反激拓扑结构的工作原理可知，原边开关MOS管Toff期间，次级整流二极管导通，导通后电流环路如下图紫红色方框所示。而当原边开关MOS管Ton期间，次级整流二极管处于关断状态，其RC吸收环路如下图黑色方框部分所示。

1.4.6、原边开关MOS管与散热片形成的寄生电流环路：

MOS管散热片接地前的共模电流路径：

开关MOS管的散热片悬空时，开关MOS管与其散热片之间的分布电容，散热片与参考地（PE地）之间的分布电容，串联起来构成高频电流环路。传导测试时，高频电流在机台接PE地线时流过LISN，被检测到。同时，高频电流路径也为高频噪声辐射提供了耦合路径。    

MOS管散热片接地后的共模电流路径：

开关MOS管散热片接原边地时，散热片对PE参考地的分布电容被旁路，高频噪声被旁路回流到到原边MOS管的参考地，降低了传导测试时流过LISN上的高频电流。同时也缩小了高频电流的环路面积，降低了其高频噪声的空间辐射能力。

MOS管散热片接地优化设计：

开关MOS管散热片接原边地，解决了高频电流流过LISN的问题，同时也降低了散热片对PE参考地之间的电场，可以有效改善传导与辐射性能。由于散热片本体寄生电感，造成散热片接地后的电位差，形成新的电流环路，辐射能力受环路面积，及环路阻尼的影响；散热片接地到原边地之间的PCB布线寄生电感，散热片和MOS管之间分布电容形成的引起寄生LC振荡，都可以通过优化散热片接地设计解决，即散热片通过串联电阻后接地。